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Anforderungen:
An einen Verstärker für eine aktive Antenne sind im allgemeinen 2 wesentliche Forderungen zu stellen. Dazu zählt geringes Rauschen und eine hohe Intermodulationsfestigkeit (= hohe Linearität).
Im Frequenzbereich bis 30 MHz ist das Umgebungsrauschen / Umweltrauschen (vgl. Abbildung 1) noch nicht vernachlässigbar, weshalb dem Eigenrauschen des Verstärkers ein gewisses Maß an Eigenrauschen zugestanden werden kann, ohne daß dabei die Empfangs-empfindlichkeit spürbar leidet. Dieser Verstärker wurde so dimensioniert, daß sein Eigenrauschen das Gesamtrauschen (Annahme: mittleres Umgebungsrauschen = ländliches Gebiet) um ca. 3 dB erhöht, bei einer zu-grunde gelegten Antennenlänge von 1 m. Wählt man längere Antennenstäbe so verringert sich der Anteil des Verstärkers am Gesamtrauschen (Spannung vom Nutzsignal wird größer), wo-gegen kürzere Antennenlängen den Einfluß des Verstärkerrauschens auf das Gesamtrauschen erhöhen (geringeres Nutzsignal, Verstärkerrauschen ist unabhängig von der Antennenlänge).
Der zweite wichtige Aspekt ist eine hohe Intermodulationsfestigkeit. Bei einem Verstärker innerhalb einer aktiven Antenne ist in der Regel kein Filter vorgeschaltet. Alle am Empfangsort vorhandenen Pegel müssen von diesem Verstärker verarbeitet werden. Verursacht der Verstärker Verzerrungen können kleine Signalpegel überdeckt werden. Es muß also ein besonders linear verstärkender Verstärker gebaut werden, welcher auch noch mit hohen Empfangspegel gut zurecht kommt.

Schaltungsaufbau:
Der schematische Aufbau ist im folgenden Bild abgebildet, mit den für die Verstärkung verantwortlichen Transistoren.

Abbildung 2: Schematischer Aufbau des hochohmigen Verstärkers einer aktiven An-tenne, mit geringen Intermodulationsverzerrungen.

Der Eingang ist hochohmig und liegt im allgemeinen bei 1 MOhm oder darüber. Nur so läßt sich über einen großen Frequenzbereich die Spannung frequenzunabhängig von der Antennen ab-greifen. Die beste Wahl ist hier ein Sperrschicht-FET welcher einen hochohmigen Eingang ermöglicht und zugleich geringes Rauschen auch bei niedrigen Frequenzen aufweist.


 

Abbildung 3: Prinzipieller Verlauf von Rauschspektren verschiedener Halbleiterbau-elemente

 


Das besondere an dieser Schaltung ist, daß sie keine Spannungsverstärkung aufweist. Das mag vorerst etwas ungewöhnlich scheinen, macht jedoch für diesen Anwendungsfall Sinn. So ist es im Sinne einer geringen Rauschzahl vom Gesamtsystem (aktive Antenne mit nachge-schaltetem Empfänger) eine Spannungsverstärkung nicht unbedingt erforderlich. Vielmehr ist es ausreichend, wenn eine Leistungsverstärkung im Verstärker der aktiven Antenne durchge-führt wird, die, wie bei dieser Schaltung, lediglich durch eine Stromverstärkung realisiert wird. Für eine Spannungsverstärkung ist eine Emitter- oder Basisschaltung notwenig, welche eine zu geringe Intermodulationsfestigkeit aufweist. Bekanntlich hat die Strom-Spannungskennlinie der Basis-Emitter-Strecke einen expotentiellen Verlauf. Je größer die an-liegende Wechselspannung an der Basis-Emitter-Strecke ist, desto höher sind die Intermodu-lationsverzerrungen. Um diese auf ein Minimum zu reduzieren wurde dieses dreistufige Tran-sistorkonzept nach Abbildung 2 gewählt. Dort fällt die Eingangsspannung "UE" an dem Last-widerstand "RL" und and den drei Steuerstrecken ("UGS1", "UBE1"und "UBE2") der Transisto-ren ab. Da der Drain- bzw. Kollektorstrom des vorigen Transistors zugleich der Basisstrom des nachfolgenden Elements ist, wird eine sehr hohe Verstärkung erreicht. Dies führt dazu, daß die Steuerspannung "Ust" sehr klein wird. Weiter kommt noch positiv hinzu, daß sich die Steuerspannung "Ust" auf die 3 Steuerstrecken der Transistoren aufteilt. Das Resultat ist eine besonders geringe Wechselspannung zwischen Basis und Emitter von T2 und T3, bzw. zwi-schen Gate und Drain von T1. Damit wird die nichtlineare Kennlinie dieser Steuerstrecken besonders wenig ausgefahren, was sich in geringen Verzerrungen niederschlägt. Damit die Aufteilung der Steuerspannung "Ust" möglichst gleichmäßig auf die einzelnen Transistoren erfolgt, sollten diese auch in etwa die selbe Verstärkung aufweisen. Für den FET am Eingang sollte ein Typ gewählt werden, dessen Steilheit bei 20 mS oder höher liegt.
Damit die gesamte Schaltung nicht nur geringe Verzerrungen und gutes Rauschen aufweist, sondern auch mit großen Empfangspegeln zurecht kommt, ist die Ausgangsstufe als Gegen-taktendstufe ausgeführt. Zur Einstellung des Arbeitspunktes der Gegentaktendstufe werden hier nicht wie üblich Dioden verwendet, da diese aufgrund ihrer Kennlinie eine zusätzliche Nichtlinearität verursachen würden. Die Einstellung des Arbeitspunktes erfolgt hier mittels eines Differenzverstärkers (OP1, Abbildung 4), welcher den Basisstrom des Transistors "TP" regelt.

Abbildung 3:

Erhöht sich in Folge einer Erwährung der Ruhestrom "IRuhe" durch die Transistoren "Tn" und "TP" so steigt auch der Spannungsabfall an "RE". Damit wird die Spannung am Eingang von "OP1" "UOP1" negativ und der Basisstrom für "TP" wird reduziert, bis der ursprüngliche Wert von "IRuhe" erreicht ist. Diese Regelung kann nur gut funktionieren, wenn OP1 an seinem in-vertierenden Eingang eine stabile Referenzspannung vorfindet, welche den selben Tempera-turkoeffizienten aufweist, wie die Basis-Emitter-Diode des Transistors "Tn". Da alle Silizi-umhalbleiter einen sehr ähnlichen Temperaturkoeffizienten aufweisen, wird der erforderliche Temperaturkoeffizient sehr einfach durch die Diode "D1" nachgebildet. Zur Erzeugung der Vergleichsspannung kann die Stromquelle der Treiberstufe um "T2" verwendet werden. Dabei müssen nur noch die beiden Referenzbauelemente (Widerstand "R" und Diode "D1") zwi-schen "T2" und Stromquelle "I2" eingefügt werden. Mit dem Widerstand "R" wird der Quer-strom in der Gegentaktschaltung eingestellt. Mit hinreichender Genauigkeit entspricht der Spannungsabfall an "D1" jenem der Basis-Emitterstrecke des Transistors "Tn". Der Querstrom "IRuhe" durch "Tn" und "Tp" kann mit

Iruhe=R/Rb*I2

festgelegt werden.
Die gesamte Schaltung ist derart ausgelegt, daß das Gleichspannungspotential am Ausgang immer der halben Betriebsspannung entspricht. Erzielt wird dies durch den Spannungsteiler "R5" mit "R6" (R5 = R6) und des Differenzverstärkers OP2, welcher am Eingang des FETs ("T1") die Arbeitspunktspannung über einen hochohmigen Widerstand "R3" einstellt. Als Re-gelspannung für OP2 dient das Spannungspotential an Diode "D1", welches aufgrund der Re-gelung durch OP1 exakt der Ausgangsspannung entspricht.
Um die Schaltung vor zu hohen Eingangsspannungen zu schützen ist noch ein Überlastungs-schutz am Eingang von "T1" vorgeschaltet (Abbildung 5)

Abbildung 5: Realisierter Überspannungsschutz am Eingang des Antennenverstär-kers. Die Diode gegen +Ub ist durch den pn-Übergang von Gate zu Drain im FET schon gegeben.

 

Der Wert von "RS" ist derart gewählt, daß mit einem Antennenstab der Länge von 1 m und konstanter Feldstärke eine nahezu frequenzunabhängiger Verlauf sich einstellt (Abbildung 6).

Abbildung 6: Frequenzabhängigkeit der Eingangsspannung "U" am Eingang des An-tennenverstärkers bei unterschiedlichen Werten für den Widerstand "RS" im Überspannungsschutz.

Der gesamte Schaltungsaufbau ist in Abbildung 7 zu finden.
Die Differenzverstärker sind dort mit diskreten Transistoren realisiert. "T5", "T6" und "T7" bilden den Differenzverstärker "OP2" und "T10", "T11" und "T12" bilden den Differenzver-stärker "OP1". "T8" und "T9" bilden zusammen mit der Zenerdiode "Z1" zwei Konstant-stromquellen, welche die hochfrequenzführenden Transistoren "T1" und "T2" mit Strom ver-sorgen. Diese beiden Stromquellen sind notwendig, da durch den Einsatz von Widerständen zwischen Emitter und Masse, bzw. Source und Masse bei "T1" die Linearität der gesamten Schaltung negativ beeinflußt würde. Die Ursache liegt darin, daß über einen Widerstand auch HF-Leistung gegen Masse fließen müßte, womit in Folge dessen die Verstärkerstufen um "T1" und "T2" mehr HF-Leistung treiben müssen. Dadurch wird der Hf-Spannungsabfall an den Steuerstrecken von "T1" und "T2" höher, so daß die nichtlineare Kennlinie der Transisto-ren stärker sichtbar wird.
Eine Schaltungsvariante, bei welcher die beiden Differenzverstärker durch Doppel-Operationsverstärker realisiert wurden ist in Abbildung 10 zu finden.

Abbildung 7: Schaltplan des gesamten Antennenverstärkers für Frequenzen bis 30 MHz.

Abbildung 8: Layout der voll diskreten Schaltungsvariante nach Abbildung 7.

Abbildung 9 realisierte Schaltung

Intermodulation 2.Ordnung

Frequenzgang

Stromaufnahme